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  leistungsendstufen

LEISTUNGSENDSTUFEN1 Vorbemerkung 2   2 Leistungsendstufen 2   2.1 Emitterfolger als Leistungsverstärker 3   2.1.1 Verlustleistung am Lastwiderstand 3 2.1.2 Verlustleistung am Transistor 4 2.

1.3 Verlustleistung am Emitterwiderstand/Stromquelle 5 2.1.4 Gesamtleistung 5 2.1.5 Wirkungsgrad 5 2.

1.6 Kennzeichen und Merkmale 5 2.1.7 Vor- und Nachteile 6   2.2 Komplementärendstufen 6   2.2.

1 Komplementärer Emitterfolger im B-Betrieb 6   2.2.1.1 Verlustleistung am Lastwiderstand 7 2.2.1.

2 Verlustleistung am Transistor 7 2.2.1.3 Gesamtleistung 7 2.2.1.

4 Wirkungsgrad 8 2.2.1.5 Leistungsaufteilung 8 2.2.1.

6 Merkmale, Kennzeichen 8 2.2.1.7 Vor- Nachteile 8   2.2.2 Komplementäre Emitterfolger im AB-Betrieb 9   2.

2.3 Linearisierung der Übernahmeverzerrungen 10   2.3 Überstromsicherung 11   2.3.1 Einfache Strombegrenzung 11 2.3.

2 Amplitudenabhängige Strombegrenzung 11   2.4 Dimensionierungsbeispiel 13   2.4.1 Schaltung 13 2.4.2 Dimensionierung/Schaltungserklärung 13   2.

5 Darlingtonschaltung 16   Vorbemerkung  Ein Transistorverstärker besteht meist aus mehreren Stufen, an die unterschiedliche Anforderungen gestellt werden :   Eingangsstufe: Anpassung an den Generator, geringes Rauschen   Zwischenstufe: Lieferung der notwendigen Spannung an die Endstufe   Endstufe: Lieferung der gewünschten Ausgangsleistung   Im folgenden wird nur mehr auf die Endstufe eingegangen.    Leistungsendstufen  Die Aufgabe von Endstufen ist es, die Ausgangssignalleistung an eine ohmsche oder ohmsch-kapazitive Last zu liefern. Die Ausgangssignalleistungen liegen im Bereich zwischen 0.1 bis >100W. Bei mehrstufigen Verstärkern wird die Spannungsverstärkung in den Zwischenstufen realisert, da sie nicht so sehr von Bedeutung ist wie die Stromverstärkung. Die Anforderungen an eine Endstufe sind wie folgt gegliedert:   Niedriger Ausgangswiderstand Hoher Eingangswiderstand (niedriger Eingangsstrom gewünscht – hohe Stromverstärkung Vi gute „Impedanzisolation“ zwischen Quelle und Last) Hohe Ausgangsspannung und/oder hoher Ausgangsstrom Hoher Wirkungsgrad (Geringe Wärmeentwicklung der Leistungstransistoren in der Endstufe) Kurzschlußfestigkeit                    EMITTERFOLGER ALS LEISTUNGSVERSTÄRKER Im unteren Bild ist die Aussteuergrenze von Vb der Idealfall bei idealer Stromquelle.

  Bild 1 : Emitterfolger als Leistungsverstärker mit Widerstand und Stromquelle im Emitterzweig  Diese beiden Schaltungen unterscheiden sich hauptsächlich in dem Punkt, daß bei der Schaltung mit Stromquelle im Emitterzweig weniger Verlustleistung wie am Widerstand auftritt. Dadurch ergibt sich, daß die Gesamtleistung geringer wird und dadurch der Wirkungsgrad der Schaltung mit Stromquelle besser ist als in der Schaltung mit Emitterwiderstand, aber noch nicht so gut wie bei einem komplementären Emitterfolger. Im Diagramm links ist die maximale Aussteuergrenze mit Vb angegeben, was in Wirklichkeit aber nur bei einer idealen Stromquelle möglich wäre (kein Parallelwiderstand). Im folgenden werden die Berechnungen daher in zwei Teile geteilt (Links die Berechnung mit Emitterwiderstand). Weiters ist zu den Schaltungen zu sagen, daß bei Single-supply beim Ausgang ein Kondensator notwendig wäre, der den negativen Strom liefert.   VERLUSTLEISTUNG AM LASTWIDERSTAND  Wenn der Transistor sperrt, erhalten wir die Ausgangsspannung zum Ruhezeitpunkt : Uamin = Uamin = - I × RV (1)   Die maximale Ausgangsspannung beträgt :   = Vb (2)     Die an RV abgegebene Leistung beträgt :   PV = PV = (3)   Die maximale Verlustleistung erhält man durch Extremwertberechnung : = 0   0 = Þ Vb2 × (RE + RV) = Vb2 × 2 × RV (4) Þ (RE + RV) = 2 × RV Þ RE = RV     Die Vorraussetzung, daß RE = RV ergibt in Gleichung (3) eingesetzt das Ergebnis :   PVmax = PV = PVmax = (5)  VERLUSTLEISTUNG AM TRANSISTOR  i(t) = i(t) =   PT = PT = (6)   Wenn Ua(t) = sin wt dann ist :PT = PT = Vb × I - = (7)   Wenn Ua(t) = 0 dann ist (Gleichung 7) :   PT(Ua=0) = = 8×PVmax PT(Ua=0) = = 2×PVmax     Daraus wird ersichtlich, daß die PT am Transistor am größten bei Ua(t) = 0 ist.





VERLUSTLEISTUNG AM EMITTERWIDERSTAND/STROMQUELLEi(t) = PE = PStrqu. = = = (8) = = Vb × I  GESAMTLEISTUNGPges = PV + PT + PE = 2 Pges = PV + PT + PStrqu. = + Vb × I = 2 × Vb × I = (9)WIRKUNGSGRAD= =25% (10)KENNZEICHEN UND MERKMALEKennzeichen des A-Betriebs : Strom durch Transistor wird nie Null Die von der Schaltung aufgenommene Gesamtleistung ist konstant und unabhängig von der Aussteuerung   Bild 2 : Eingangskennlinie Bild 3 : Zeitverlauf des ICVOR- UND NACHTEILE VORTEIL :   Einfach aufzubauen   NACHTEILE :   Auch bei fehlender Aussteuerung wird ständig Leistung verbraucht Schlechter Wirkungsgrad Große Verlustleistung    KOMPLEMENTÄRENDSTUFEN KOMPLEMENTÄRER EMITTERFOLGER IM B-BETRIEB Um eine größere Ausgangsleistung und einen besseren Wirkungsgrad zu erzielen, ersetzt man den Emitterwiderstand RE des Emitterfolgers durch einen weiteren Emitterfolger. Da durch diesen bei positiver Eingangsspannung kein Strom fließt, Gibt es hier auch keinen Spannungsabfall im Emitterzweig des T1 Þ keine Verlustleistung an T2 Þ Wirkungsgrad viel besser als bei Emitterfolger mit Emitterwiderstand und besser als Emitterfolger mit Stromquelle im Emitterzweig.   Bild 4 : Komplementärer Emitterfolger  Bei positiven Eingangsspannungen arbeitet T1 als Emitterfolger, und T2 sperrt; bei negativen Eingangsspannungen ist es umgekehrt. Die Transistoren leiten also abwechselnd je eine halbe Periode.

Diese Betriebsart wird als Gegentakt-B-Betrieb bezeichnet. Bei Uin = 0 sperren beide Transistoren, d.h. die Schaltung nimmt keinen Ruhestrom auf. Der aus der positiven bzw. negativen Betriebsspannungsquelle entnommene Strom ist gleich dem Ausgangsstrom.

Man kann am Ausgang bei jeder Belastung zwischen Vb aussteuern, da die Transistoren den Ausgangsstrom nicht begrenzen. Die Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ist gleich der Basis- Emitterspannung des jeweils leitenden Transistors. Unabhängig von der Belastung ist Ua » Ue. Die beiden Transistoren leiten erst bei einer Spannung von UBE » 0,6 V. Liegt die Spannung zwischen ± 0,6 V sperren beide Transistoren und es kommt zu keiner Signalverstärkung Þ Knick in der Summenkurve (siehe auch Übernahmeverzerrungen). Ein Transistor braucht eine gewisse Zeit, um vom leitenden in den gesperrten Zustand zu kommen.

Unterschreitet die Schwingungsdauer der Eingangsspannung diese Zeit, können beide Transistoren gleichzeitig leitend werden. Dadurch können sehr hohe Ströme von +Vb nach -Vb fließen, die zur Zerstörung führen können.      Verlustleistung am Lastwiderstand Bei sinusförmiger Aussteuerung beträgt die Ausgangssignalleistung :   PV = PVmax = . (11)  Verlustleistung am Transistor  Verlustleistung an T1 (Aufgrund der Symmetrie an beiden Transistoren die gleiche Verlustleistung) :   PT1/2 = = T/2...

da jeder Transistor nur eine halbe Periode leitet (12) PT1/2 =   Mit Ua(t) = sin wt folgt : PT = (13)   Für beträgt die Verlustleistung : PT = (14)   Die maximale Verlustleistung erhält man durch Extremwertberechnung :   Þ = 0,6 × Vb (15)   Dieses Ergebnis ergibt in Gleichung (13) eingesetzt das Ergebnis :   PTmax = (16)   Aus Gleichung (15) ist ersichtlich, daß die maximale Verlustleistung nicht bei Vollaussteuerung, sondern bei ca. 0,6×Vb auftritt. Diese Spannung wird „kritische Aussteuerspannung“ genannt.  Gesamtleistung  Pges = 2 × PT + PV = (17)Wirkungsgrad (18)   Bei Maximalaussteuerung ergibt sich ein Wirkungsgrad von :   (19)    Leistungsaufteilung  Das Bild 5 zeigt den Verlauf von Ausgangsleistung, Verlustleistung und Gesamtleistung als Funktion der Aussteuerung. In diesem Bild erkennt man den Punkt der „kritischen Aussteuerung“ von PT1.  Bild 5 : Leistungsaufteilung beim komplementären Emitterfolger in Abhängigkeit der Ausgangsamplitude    Merkmale, Kennzeichen  Kennzeichen des B-Betriebes : Die Schaltung nimmt nahezu keinen Ruhestrom auf.



  Vor- Nachteile VORTEILE :   Besserer Wirkungsgrad Kleinere Verlustleistung Bei fehlender Aussteuerung wird keine Leistung verbraucht   NACHTEILE :   Größerer Schaltungsaufwand Es kommt bei kleinen Aussteuerungen zu sog. Übernahmeverzerrungen.  KOMPLEMENTÄRE EMITTERFOLGER IM AB-BETRIEBIm Bild 8 wird die Übertragungskennlinie UL = UL (Ue) für den B-Betrieb dargestellt. In diesem Bereich treten sogenannte Übernahmeverzerrungen auf, die dadurch hervorgerufen werden, daß ein merklicher Emitterstrom erst bei einer Basis-Emitterspannung oberhalb von 0,6V fließt. Wie aus Bild 8 ersichtlich ist, werden kleine Basis-Emitter-Spannungen wesentlich geringer bzw. überhaupt nicht verstärkt, d.

h. die Ausgangsspannung ändert sich in Nullpunktsnähe weniger als die Eingangsspannung. Dies ist die Ursache für den Kennlinienknick in Nullpunktsnähe. Die Übernahmeverzerrungen wachsen mit kleiner werdender Eingangssignalspannung. Läßt man durch beide Transistoren einen kleinen Ruhestrom fließen, erhält man die Übertragungskennlinie in Bild 9. Man erkennt, daß die Übernahmeverzerrungen beträchtlich kleiner sind.

Gestrichelt eingezeichnet sind die Übertragungskennlinien der Einzelemitterfolger. Macht man den Ruhestrom so groß wie den maximalen Ausgangsstrom, würde man eine solche Betriebsart als A-Betrieb bezeichnen. Die Übernahmeverzerrungen verkleinern sich jedoch schon beachtlich, wenn ein Ruhestrom fließt, der nur ein Bruchteil des maximalen Ausgangsstromes beträgt. Eine solche Betriebsart heißt AB-Betrieb.     Bild 8 : Übernahmeverzerrungen im Bild 9 : Übernahmeverzerrungen im B-Betrieb AB-Betrieb     In Bild 10 ist die Prinzipschaltung zur Realisierung des AB-Betriebs dargestellt. Um einen kleinen Ruhestrom fließen zu lassen, legt man eine Gleichspannung von ca.

1,4 V zwischen die Basisanschlüsse von T1 und T2 . Wenn die beiden Spannungen U1 und U2 gleich groß sind, wird das Ausgangsruhepotential ungefähr gleich dem Eingangsruhepotential. Einstellung des AB-Betriebes Kennlinie mit Temperaturdrift ESB für Wirkung der BE-SpannungsdriftBild 10  Das Hauptproblem beim AB-Betrieb besteht darin, den gewünschten Ruhestrom über einen großen Temperaturbereich konstant zu halten. Wenn sich die Transistoren erwärmen, nimmt der Ruhestrom zu, weil UBE um 2mV/K abnimmt. Dies kann zu einer weiteren Erwärmung der Transistoren und somit zur Zerstörung führen. (thermische Mitkopplung).

Eine Möglichkeit, das Ansteigen des Ruhestromes zu verhindern, besteht darin, die Spannungen U1 und U2 um 2 mV je Grad Temperaturerhöhung zu erniedrigen. Dafür kann man Dioden oder Heißleiter verwenden, die auf die Kühlkörper der Leistungstransistoren montiert werden. Die Temperaturkompensation ist allerdings nie ganz vollkommen, da meist beträchtliche Temperaturdifferenzen zwischen der Sperrschicht des Leistungstransistors und dem Temperaturfühler auftreten. Deshalb sind zusätzliche Stabilisierungsmaßnahmen notwendig. Dazu dienen die Widerstände RE1 und RE2 , die eine Stromgegenkopplung bewirken. Sie wird um so wirksamer, je größer man die Widerstände wählt.

Das Prinzip der Stromgegenkopplung ist folgendes : Wenn durch eine Erwärmung die UBE sinkt, so steigt IC. Durch die beiden Widerstände RE1 und RE2 steigt auch der Spannungsabfall UE1 = IC × RE1. Nach der Maschenregel gilt : UBE = U1 – UE1. Das heißt die beiden Widerstände wirken dem Absinken von UBE entgegen. Die Widerstände liegen in Serie mit dem angeschlossenen Verbraucher und setzen die erhältliche Ausgangsleistung herunter. Sie müssen daher klein gegenüber dem angeschlossenen Verbrauchswiderstand gewählt werden.




  LINEARISIERUNG DER ÜBERNAHMEVERZERRUNGEN UB = UBE iC1 = IS× = IS× iC1(UB) = iC1(UBE1) iC2(UB) = iC2(UBE2) iC2 = - IS×= - IS×   UB = UBE Þ iC(UB) = iC1(UB) + iC2(UB)     iC = iC1+iC2=2×IS×   Daraus wird ersichtlich, daß die Kennlinienknickgröße von der Spannung U0 abhängt. (Je größer desto weniger Knick)   UBE1 = UB + U0 iC1(UBE1) = iC1(UB+U0) UBE2 = UB – U0 iC2(UBE2) = iC2(UB – U0)     iC(UB) = iC1(UB+U0)+iC2(UB – U0) Linksverschiebung der Kurve bei (UB + U0) Rechtsverschiebung der Kurve bei (UB – U0)   Durch oben angeführten Ausdruck erkennt man, daß die ursprüngliche Funktion ein Sinus-Hyperbolicus ist Þ „Kennlinienknick“. Wenn die Funktion um U0 verschoben wird, so werden die beiden Kurven für iC1 und iC2 ebenso verschoben und man erhält als Summe eine lineare Kennlinie.  ÜBERSTROMSICHERUNG EINFACHE STROMBEGRENZUNGÜberschreitet der Spannungsabfall an R1 bzw. R2 ca. 0,7 V, wird T3 bzw.

T4 leitend. Dadurch wird ein weiteres Ansteigen des Basisstromes von T1 bzw. T2 verhindert. Der Ausgangsstrom wird auf den Maximalwert :   bzw. begrenzt.   Die 0,7 sind der Spannungsabfall an R1 bzw.

R2, damit der T3 bzw. T4 durchschaltet. Die Widerstände R3 und R4 dienen zum Schutz der Begrenzertransistoren vor zu hohen Basisstromspitzen. Im Kurzschlußfall fließt der Strom Iamax für jeweils eine halbe Periode durch T1 bzw. T2, während die Ausgangsspannung Null ist. Die Verlustleistung beträgt damit :PT1 = PT2 » × Vb × Iamax.

Das ist ein vielfaches der Verlustleistung im Normalbetrieb. Dafür muß man aber die Leistungstransistoren und Kühlkörper dimensionieren, um die Schaltung kurzschlußfest zu machen. AMPLITUDENABHÄNGIGE STROMBEGRENZUNGDie für den Kurzschlußschutz erforderliche Überdimensionierung der Endstufe läßt sich dann umgehen, wenn nur ohmsche Verbraucher zugelassen werden. Dann kann man davon ausgehen, daß bei kleinen Ausgangsspannungen auch nur kleine Ausgangsströme fließen. Die Strombegrenzung muß dann nicht auf den Maximalwert von Iamax = eingestellt werden, sondern kann den Ausgangsstrom auf den Wert Ia = begrenzen, d.h.

Ausgangsspannungsabhängig. Der Maximalstrom im Kurzschlußfall kann dann entsprechend klein gewählt werden. Um die Stromgrenze von der Ausgangsspannung abhängig zu machen, gibt man den Transistoren T3 und T4 eine Vorspannung, die mit zunehmender Ausgangsspannung größer wird. Dazu dienen die Widerstände R5 und R6, die groß gegenüber R3 und R4 gewählt werden müssen. Bei kleinen Ausgangsspannungen ist der Spannungsabfall an R3 vernachlässigbar und es ergibt sich daher dieselbe Stromgrenze wie bei der einfachen Strombegrenzung. Bei größeren positiven Ausgangsspannungen :   R5 >> R3   Þ U3 = Ua ×   UBE = UR1 – U3 UR1 @ IC × R1 UBE @ IC × R1 – Ua × Dadurch wird die Stromgrenze auf den Wert erhöht.

  D5...verhindert, daß T3 bei negativen Ausgangsspannungen eine positive Vorspannung erhält und dadurch unbeabsichtigt leitend werden könnte.   D3..

.Die Funktion dieser Diode konnte ich leider nicht herausfinden.   Die gleichen Überlegungen gelten für die negative Spannung bei T4. Im rechts angeführten Bild ist der Verlauf der Stromgrenzen und des Ausgangsstromes bei ohmscher Last dargestellt.                              DIMENSIONIERUNGSBEISPIEL SCHALTUNG DIMENSIONIERUNG/SCHALTUNGSERKLÄRUNGGegeben :   PL = 10 W RL = 8 W   Iamaxeff = an Re soll 1 V bei Iamaxeff abfallen : = 1,58 A Re = W Uamaxeff = Re = R86 / 5W   Betriebsspannung : k..

. Berücksichtigung der Spannungsverluste Ua2 = k×Vb2 Þ Vb = Þ k =   Ua = Vb – Uverl Uverl = UCEsat + URE + dU dU...Sicherheitsfaktor   k = Þ PL = Þ PL = k×   URE = Re × ICmax = = Vb =   k2 = da : ist k = Annahme : UCEsat + dU = 3 V   mit RL = 8 W ; PL = 10 W ; Re = 0,86 W wird k = 0,6 Þ   mit : PL = k× Þ Vb = wird Vb = 16,33 V   gewählt : Vb = +/- 20 V   Eingangshochpaß :   Soll die Gleichspannungsanteile vom Eingangssignal trennen und den Eingangswiderstand des Leistungsendstufe definieren.   fgr = 20 Hz (gewählt) rein = 47 kW (gewählt)   fgr = Þ C1 = = 169,3 nF Þ C1 = 220 nF (fgr = 15,4 Hz)     Berechnung des R4 :   Bei gleichen Transistoren T1 und T2 teilt sich I0, wenn keine Aussteuerung vorliegt, in die beiden Zweige auf.



. Bei neg. Vollaussteuerung : I0 = 2 mA und T4 soll durchschalten.   R4 = = 350 W Þ R4 = 330 W (besser Potentiometer da die Transistoren kaum genau gleiche Eigenschaften haben) Stromquelle Z1, R2, R3, T3 :   I0 = 2 mA Z1 gewählt mit ca. 2V (nächster Normwert..

.)   R3 = = 650 W Þ R3 = 680 W R2 = = 18 kW (1 mA ist gewählt worden)   Ruhestromeinstellung :   Iamax = 1,58 A Þ wenn b für die beiden Transistoren T9 und T10 : b = 200 dann gilt für den IB :   IBmax = = 7,9 mA   Für IR (Ruhestrom) gilt : IR = 0,05 × Iamax = 79 mA   IRB = = 0,395 mA   URe = Re × IR = 0,86 × 0,079 = 68 mV   UCET5 = 2× 68 mV + 2 × UBE » 2 V   Iq + IC0 + IR = I0 Þ Iq + IC0 = I0 – IRB = 15 mA – 0,395 mA = 14,605 mA   R9 = = 700 W Þ R9 = 680 W   Þ P1 = R9 × » 1kW Þ P1 = 2k2   Stromquelle Z2, R7, R8, T6 :   Zenerdiode gewählt mit 2V; I0 = 15 mA (siehe oben)   R8 = = 86,6 W Þ R8 = 100 W   R9 = = 18 kW (1 mA ist gewählt worden)   Amplitudenabhängige Strombegrenzung :   (D1, T7, T8, D2, R10, R11, D3, R12, R13, D4, Re, T9, T10)   Iamax = 1,58 A Uamax = 12,65 V Re = 0,86 W   Iamax = Þ Þ   Þ R11/13 = 220 kW R10/12 = 12 kW    DARLINGTONSCHALTUNGIn manchen Fällen, insbesondere bei der Anwendung als Emitterfolger, reicht die Stromverstärkung eines Transistors nicht mehr aus. Zum Vergleich : Mit Einzeltransistoren lassen sich Ausgangsströmen von bis zu einigen 100 mA erreichen, mit Darlingtontransistoren jedoch liegen die Ausgangsstromwerte im Amperebereich. In diesem Fall kann man einem Transistor einen Emitterfolger wie in Bild 14 vorschalten. Man kann diese so entstandene Darlingtonschaltung als einen Transistor mit den Anschlüssen E´, B´ und C´ auffassen.   Bild 14 : Darlington-Schaltung Bild 15 : Schaltsymbol Bild 16 : Darlington-ESB     Ersatzkennwerte (Darlingtonkennwerte) :   Stromverstärkung : b´= b1×b2   Eingangswiderstand : rB´E´ = 2×rBE1 = 2×b´×   Da der Emitterstrom von T1 gleich dem Basisstrom von T2 ist, ist die Stromverstärkung :   b = ; IC1 = b1 × IB1 ; IB2 = IC1 ; b1 × b2 Þ b´ = b1×b2   Für den Eingangswiderstand gilt :   rB´E´ = rBE1 + b1×rBE2.

  Da IC2 » b2×IC1 gilt :   rBE2 = ×rBE1 Ergebnis für rBE2 ist mir nicht klar...   und damit :   rB´E´ = 2×rBE1 = 2×b´× .  

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